Что определяет максимальную амплитуду выходного напряжения усилителя
Перейти к содержимому

Что определяет максимальную амплитуду выходного напряжения усилителя

  • автор:

Что определяет максимальную амплитуду выходного напряжения усилителя

Амплитуда сигналов детекторов, как правило, недостаточна для срабатывания регистрирующих и анализирующих устройств. Так у импульсных ионизационных камер и полупроводниковых детекторов она составляет единицы – сотни микровольт. В то же время динамический диапазон входных сигналов таких, например, приборов как АЦП (Аналого-цифровой преобразователь) обычно составляет 0-10 В. Поэтому сигналы детекторов необходимо, как правило, усиливать в 10 2 -10 7 раз в зависимости от типа детектора и энергии регистрируемого излучения. Обычно усилительное устройство состоит из двух частей – предусилителя и основного усилителя. Основная задача, которую выполняют предусилители — это усилить и преобразовать сигнал с детектора без заметного ухудшения отношения сигнал/шум. Предусилитель располагается как можно ближе к детектору, чтобы свести к минимуму паразитные емкости и наводки на входные цепи. Регулировки, необходимые для оперативной работы, в предусилителе сведены к минимуму. Основной усилитель располагается обычно за радиационной защитой, часто на довольно большом расстоянии от предусилителя и детектора.
В предусилителях используются различные способы обработки сигналов, в зависимости от типа детектора и от того, измеряется ли амплитуда (энергия) или время.
Сигналы от детекторов некоторых типов, таких например, как сцинтилляторы с фотоэлектронными умножителями (ФЭУ), довольно велики, что при временных измерениях и простом счете событий позволяет соединять их непосредственно с быстрыми усилителями с малыми входными сопротивлениями. А при измерении энергии использовать относительно простые предусилители, с учетом того, что они не будут вносить заметного ухудшения в итак невысокое разрешение этих устройств.
Для рентгеновской и гамма-спектроскопии, спектроскопии заряженных частиц часто используются детекторы с существенно лучшим энергетическим разрешением, такие как кремниевые и германиевые детекторы и пропорциональные счетчики. Сигналы с этих детекторов малы и важно, чтобы входные цепи предусилителей были малошумящими. Для этого во входных цепях зарядочувствительных предусилителей используют полевые транзисторы. Предусилители для кремниевых и германиевых детекторов заряженных частиц и пропорциональных счетчиков обычно работают при комнатной температуре. Однако для гамма и рентгеновской спектроскопии высокого разрешения, когда германиевые и кремниевые детекторы работают при азотной температуре, полевые транзисторы предусилителей для уменьшения шума также охлаждают и они помещаются внутри криостата.

Предусилители чувствительные к току

Сигналы с некоторых ФЭУ и микроканальных пластин довольно велики и имеют короткие передние фронты. Обработка сигналов для счета событий и извлечения временной информации в этих случаях может оказаться довольно простой. Эти устройства имеют высокое выходное сопротивление, и токовый сигнал с их выхода образует сигнал напряжения на волновом сопротивлении кабеля (чаще всего 50 Ом), служащим сопротивлением нагрузки, может оказаться достаточным для подачи непосредственно на вход быстрого дискриминатора. Однако обычно усиление сигнала все же оказывается необходимо.

Рис. 1. Упрощенная схема предусилителя чувствительного к току

Входное сопротивление предусилителя чувствительного к току равное 50 Ом обеспечивает хорошее согласование с волновым сопротивлением кабеля (50 Ом). Импульс тока преобразуется в импульс напряжения. Если время нарастания предусилителя мало по сравнению со временем нарастания импульса с детектора и коэффициент усиления предусилителя k, амплитуда импульса напряжения на выходе предусилителя будет

где Iin — амплитуда токового импульса с детектора.
При временных измерениях с использованием ФЭУ и микроканальных пластин основной вклад во временное разрешение вносят флуктуации времени пролета электронов в этих устройствах. Однако если необходимо использовать предусилители чувствительные к току, то их вклад во временную неопределенность также нужно учитывать при выборе конкретных устройств.
Предусилитель со временем нарастания заметно меньшим, чем время нарастания сигнала с детектора, не уменьшит времени нарастания выходного сигнала, но увеличит шумы за счет неоправданно широкой полосы пропускания предусилителя, что приведет ухудшению временного разрешения. Предусилитель с заметно большим временем нарастания (соответственно с узкой полосой пропускания), чем у импульса с детектора уменьшит шумы, но увеличит время нарастания выходного импульса и увеличит временную неопределенность. Лучше всего использовать предусилитель со временем нарастания близким к времени нарастания сигнала с детектора.

Предусилители чувствительные к напряжению
Рис. 2. Упрощенная схема предусилителя чувствительного к напряжению

Для извлечения амплитудной (энергетической) информации от таких устройств как ФЭУ и микроканальные пластины обычно используют предусилители чувствительные к напряжению.
Предусилители чувствительные к напряжению имеют высокое входное сопротивление (~5 MОм). Токовый импульс детектора интегрируется на паразитных емкостях детектора и входа предусилителя. (Суммарно эти емкости имеют величину от 10 до 50 пФ.) В результате получается импульс напряжения с амплитудой пропорциональной заряду токового импульса и со временем нарастания равным его длительности. Сопротивление, включенное параллельно с входной емкостью, определяет экспоненциальный спад с постоянной времени ~50-250 мкс. Усилитель, который служит буфером, имеет коэффициент усиления ~1. Резистор на выходе имеет сопротивление равное волновому сопротивлению кабеля (обычно 50 или 100 Ом) и служит для поглощения отраженных сигналов в длинных кабелях.
Предусилители чувствительные к напряжению обычно не используются с полупроводниковыми детекторами. В этих предусилителях амплитуда выходного импульса обратно пропорциональна величине паразитной емкости. Небольшое перемещение соединительного кабеля меняет паразитную емкость на десятые доли пикофарады и соответственно величину выходной амплитуды. Для полупроводниковых детекторов, имеющих энергетическое разрешение лучше 1%, это заметно его бы ухудшало. Кроме того, емкости полупроводниковых детекторов часто зависят от смещающего напряжения. Поэтому для полупроводниковых детекторов обычно применяются предусилители другого типа, так называемые зарядочувствительные предусилители. (Однако в физике высоких энергий при работе с вершинными кремниевыми детекторами, учитывая стабильность их выходной емкости, предусилители чувствительные к напряжению с успехом используются)

Зарядочувствительные предусилители

Зарядочувствительные предусилители в основном применяются с полупроводниковыми детекторами и ионизационными камерами.
Отличительная особенность полупроводниковых детекторов состоит в том, что их емкость CD зависит от смещающего напряжения (CD ~ Uсм -1/2 ). Изменение напряжения смещения приводит к изменению емкости детектора и соответственно к изменению сигнала на его нагрузке. Действительно, в случае интегрирующей цепи на входе усилителя чувствительного к напряжению, амплитуда импульса напряжения

Рис. 3. Упрощенная схема зарядочувствительного предусилителя

Такие изменения амплитуды сигнала крайне нежелательны для спектрометров с полупроводниковыми детекторами, обладающих хорошим разрешением. Поэтому в предусилителях для полупроводниковых детекторов принимаются меры, исключающие влияние емкости детектора на величину сигнала. Такой предусилитель охватывается отрицательной обратной связью по заряду с помощью конденсатора небольшой емкости C1 (см. рис. 3). Коэффициент усиления схемы без обратной связи должен быть большим (часто больше 10000).
Определим амплитуду сигнала на выходе такого предусилителя, полагая, что частица образует в детекторе заряд Q. Этот заряд распределяется между Ce и C1.Можно записать

Решая относительно Uout, получим

Так как коэффициент усиления k большой, соответственно (Ce + C1)/k 1 и

То есть амплитуда выходного сигнала предусилителя определяется зарядом, образованным ионизирующей частицей в детекторе и емкостью обратной связи и практически не зависит от емкости детектора и, соответственно от напряжения смещения на нем.
Емкость обратной связи C1 должна иметь высокую стабильность. Ее величина обычно ~1 пФ. Меньше ее сделать трудно, т.к. возрастает влияние паразитных емкостей, ухудшающих стабильность системы.
Оценим чувствительность предусилителя для измерений с кремниевым детектором при комнатной температуре с емкостью C1 = 1 пФ. Для образования одной пары электрон-дырка в кремнии необходимо 3.62 эВ. Тогда

Uout/МэВ = (10 6. 1.6 . 10 -19 /3.62)/10 -12 = 44 мВ/МэВ.

Параллельно конденсатору подключают резистор R1. Этот резистор обеспечивает обратную связь по постоянному току и фактически является сопротивлением нагрузки детектора. Время экспоненциального спада определяется постоянной времени R1C1.
Шумы зарядочувствительного предусилителя определяются входным транзистором, входной емкостью, токами утечки и сопротивлением обратной связи. В качестве входного транзистора обычно используется полевой транзистор. Емкости стараются сделать меньше, используя короткие с малой емкостью кабели и т.п. Сопротивление выбирают как можно большими. Однако величина сопротивления влияет на максимальную скорость счета. Максимальная скорость счета обратно пропорциональна величине сопротивления обратной связи.
Германиевые детекторы гамма-квантов и Si(Li) рентгеновские детекторы обычно имеют гальваническую связь ( связь по постоянному току ) с предусилителями. В детекторах заряженных частиц сигнал обычно снимается с электрода, к которому приложено напряжение смещения. Соответственно используется емкостная связь. Кроме того, емкостная связь используется для детекторов с большими токами утечки.

Зарядочувствительные предусилители с оптоэлектронной обратной связью

Как уже говорилось, для улучшения отношения сигнал/шум необходимо увеличивать сопротивление обратной связи. Однако, обычно оно не более 1 ГОм, в частности из-за того, что начинает сказываться распределенная емкость резистора. В предусилителях с очень хорошим разрешением используется оптоэлектронная обратная связь.

Рис. 4. Упрощенная схема предусилителя с оптоэлектронной обратной связью

К выходу усилителя (см. рис. 4) через сопротивление R0 подключается светодиод (LED), через который течет ток

Интенсивность свечения светодиода пропорциональна iLED. Этот свет направляется на затвор полевого транзистора. Ток затвора ig пропорционален попадающему на него световому потоку

В итоге можно записать

Где R’ — эквивалентное сопротивление обратной связи. Обычно Ф = 10 -6 -10 -10 , R0 = 100 Ом. Соответственно R’ = 10 8 -10 12 Ом. Это эквивалентное сопротивление обратной связи в отличие от обычных резисторов практически не вносит дополнительных шумов. Однако проблема больших загрузок остается.

Проблема больших загрузок и импульсная обратная связь
Рис. 5. Формы импульсов с выходов предусилителя с резистивной обратной связью и усилителя с формированием на линии задержки

Длительность передних фронтов выходных импульсов предусилителя подключенного к детектору с малым временем собирания зарядов определяется предусилителем и обычно составляет 10-100 нс. При работе с детекторами с большим временем собирания зарядов, такими как NaI(Tl), пропорциональный счетчик, коаксиальный германиевый детектор, длительность передних фронтов выходных импульсов предусилителя определяется временем собирания заряда в детекторе и варьируется от 700 нс для больших коаксиальных германиевых детекторов до микросекунд для пропорциональных камер. При работе с NaI(Tl) это время составляет ~500 нс и определяется временем высвечивания сцинтиллятора.
На рис. 5 показаны импульсы на выходе предусилителя с резистивной обратной связью. У импульсов короткие передние фронты и длинные экспоненциальные задние фронты. Последние определяются постоянной времени R1C1 (см. рис. 3), которая обычно ~50 мкс, а иногда и больше.
Выходные импульсы предусилителя «садятся» на экспоненциальные «хвосты» предыдущих сигналов. Так как обычно амплитуды сигналов разные и время их появления случайно, отклонение от базового уровня хаотично. По мере увеличения скорости появления событий возрастают наложения сигналов, и соответственно возрастает отклонение от базового уровня. Это отклонение ограничивается напряжением питания, которое и определяет максимальную скорость регистрации без искажений выходных импульсов. В усилителе длинные «хвосты» импульсов заметно укорачиваются (это проиллюстрировано на рис. 5).

Рис. 6. Схематическая иллюстрация импульсной обратной связи

Для того чтобы минимизировать шумы и при этом обеспечить высокую скорость регистрации были разработаны схемы с импульсной обратной связью. Используется два способа реализации импульсной обратной связи — оптоэлектронная импульсная обратная связь, которая обычно применяется с Si(Li) детекторами для рентгеновской спектрометрии и транзисторная импульсная обратная связь, которая обычно применяется с германиевыми детекторами. В том и другом случае сопротивление обратной связи заменяется специальными цепями, которые включаются только на короткое время необходимое для разряда емкости обратной связи.
Когда сопротивление обратной связи отсутствует, каждое регистрируемое детектором событие повышает уровень выходного сигнала предусилителя и, в конце концов, он достигает уровня напряжения питания Vпит (см. рис. 6а). Тогда включается схема разряда конденсатора, и выходной уровень в предусилителе возвращается в первоначальное состояние. Таким образом, предусилитель всегда находится в линейной области усиления, в том числе и при высоких скоростях поступления сигналов ( загрузках ).
Усилитель должен сохранить информацию об относительных величинах «ступенек» на выходе предусилителя, т.е. амплитуды импульсов на выходе усилителя должны быть пропорциональны величинам «ступенек». На рис. 6б показаны сигналы на выходе усилителя с квазигауссовым формированием импульсов. В целом почти все аналогично случаю с предусилителем с резистивной обратной связью. Однако есть одна особенность в работе усилителя с предусилителем с импульсной обратной связью. Каждый разряд конденсатора — это большой импульс отрицательной полярности. Его длительность определяется постоянными времени формирующих цепочек усилителя, коэффициентом усиления усилителя, перепадом напряжения при разряде. Обычно его длительность в два — три раза превышает длительность положительных сигналов от событий в детекторе. Во время этого сигнала регистрация событий не должна осуществляться. Для этого генерируется специальный сигнал запрета (см. рис. 6в), который может использоваться, например в АЦП, блокируя его вход. Сигнал запрета может генерироваться также в предусилителе для блокировки его выхода.

Большая Энциклопедия Нефти и Газа

Максимальная амплитуда выходного сигнала , естественно, связана с напряжением питания ( предельно допустимым напряжением на коллекторном переходе) и в общем случае равна Е — ( UКэ к U R) Выходной триод из открытого состояния переходит в закрытое, и величина перепада эмиттер-коллектор в исходном состоянии может быть выбрана минимальной. [1]

Максимальная амплитуда выходного сигнала , которая может быть получена от усилителя ( пренебрегая кривизной характеристики), будет равна наименьшему из коллекторных напряжений, приложенных к кристаллическим триодам, и соответственно будет наибольшей, когда коллекторное напряжение на каждом кристаллическом триоде равно половине питающего напряжения. [2]

Отношение сигнал — шум представляет собой отношение максимальной амплитуды выходного сигнала к максимальной амплитуде шумов. Эта характеристика является весьма важной для пропорциональных усилителей. В дискретном усилителе выход находится на одном из двух дискретных уровней, каждый из которых имеет допустимый предел. До тех пор пока скачки шумов в выходном сигнале не превышают допустимых пределов, дискретный усилитель функционирует нормально. В пропорциональном же усилителе шум входного сигнала усиливается одновременно с полезным входным сигналам. [4]

Поэтому можно считать, что для данной частоты максимальная амплитуда выходного сигнала двигателя ограничена. [5]

Для оценки максимальной мгновенной мощности, выделяемой в нагрузке, предположим, что максимальная амплитуда выходного сигнала определяется только напряжениями питания U ИЛ11 и U И. [6]

Ряд зависимостей, характеризующих основные параметры ОУ, приведены на следующих рисунках: зависимость максимальной амплитуды выходного сигнала от напряжения питания — на рис. 1.67; частотная характеристика усилителя в режиме малого сигнала — на рис. 1.68; нагрузочная характеристика — на рис. 1.69. Зависимость от температуры напряжения смещения и входного тока — на рис. 1.70 и 1.71, соответственно. [7]

Выражения (19.49) и (19.50) позволяют в достаточной мере оценить связь между точностью интегрирования и максимальной амплитудой выходного сигнала при интегрировании импульсов прямоугольной формы. [8]

Этими делителями устанавливается постоянное напряжение на коллекторах транзисторов Ги и Т 2 такой величины, чтобы можно было получить максимальную амплитуду выходного сигнала . [9]

Однако в рассчитанном таким образом катодном повторителе может не обеспечиваться заданная амплитуда выходного сигнала на высшей рабочей частоте, а также при заданной максимальной амплитуде выходного сигнала может сильно возрастать время установления каскада. [10]

Синхронный детектор работает на частоте 30 МГц. Максимальная амплитуда выходного сигнала равна 0 3 В. [11]

Общность электрических схем микросхем К153УД2 и К153УД6 позволяет применить одинаковые цепи коррекции. Изменение максимальной амплитуды выходного сигнала от частоты для различных способов коррекции показано ка рис. 1.205, где кривая S — коррекция прямой связью. [12]

Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4 — 5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффициента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала . При пониженном питании частотная характеристика остается без изменения. [13]

Максимальная амплитуда синусоидального выходного сигнала, определяемая отсечкой анодного тока. Максимальная амплитуда отрицательного выходного сигнала определяется значением анодного тока в режиме покоя и величиной полного сопротивления в цепи катода. Вследствие наличия емкости, шунтирующей нагрузочное сопротивление в цепи катода, это сопротивление уменьшается с увеличением частоты, поэтому максимальная амплитуда выходного сигнала изменяется обратно пропорционально частоте. [15]

Усилители сигналов для моделей реального времени Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УСИЛИТЕЛЬ ТОКА / УСИЛИТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ / МОДЕЛЬ РЕАЛЬНОГО ВРЕМЕНИ ЭЛЕКТРОЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ СИСТЕМ / ГИБРИДНАЯ МОДЕЛЬ / ЛИНЕАРИЗОВАННАЯ МОДЕЛЬ / ИМПУЛЬСНАЯ МОДЕЛЬ В СРЕДЕ SIMULINK MATLAB / АМПЛИТУДНЫЕ И ФАЗОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЯ / НЕСТАБИЛЬНОСТЬ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ / ЛИНЕЙНОСТЬ ФАЗОВОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ / CURRENT AMPLIFIER / VOLTAGE AMPLIFIER / REAL-TIME MODEL OF ELECTRIC ENERGY SYSTEMS / HYBRID MODEL / LINEARIZED MODEL / IMPULSE MODEL IN MATLAB SIMULINK / AMPLITUDE AND PHASE CHARACTERISTICS OF THE AMPLIFIER / INSTABILITY OF THE GAIN / LINEARITY OF PHASE CHARACTERISTIC

Аннотация научной статьи по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям, автор научной работы — Боровиков Юрий Сергеевич, Кобзев Анатолий Васильевич, Семенов Валерий Дмитриевич, Сулайманов Алмаз Омурзакович, Темчук Александр Игоревич

Рассмотрены результаты разработки и исследования математических моделей усилителей тока и напряжения на основе широтно-импульсной модуляции для моделей реального времени электроэнергетических систем.

i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Похожие темы научных работ по электротехнике, электронной технике, информационным технологиям , автор научной работы — Боровиков Юрий Сергеевич, Кобзев Анатолий Васильевич, Семенов Валерий Дмитриевич, Сулайманов Алмаз Омурзакович, Темчук Александр Игоревич

Частотные характеристики понижающего импульсного преобразователя в режимах непрерывного и прерывистого тока

Реализация двухконтурной системы управления энергопреобразующим комплексом в режиме стабилизации выходного напряжения каналом преобразования энергии аккумуляторной батареи

Выбор корректирующего звена резонансного преобразователя на основе экспериментальной АЧХ по управляющему воздействию

Частотный метод синтеза непрерывного корректирующего устройства для импульсного преобразователя

Динамический синтез нагрузочных устройств с рекуперацией электроэнергии в сеть электропитания испытательного комплекса энергосистем космического аппарата

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.
i Надоели баннеры? Вы всегда можете отключить рекламу.

Signal amplifiers for real-time models

In this article we give the results of research and development of mathematical models of current and voltage amplifiers based on pulse-width modulation for real-time models of electric energy systems.

Текст научной работы на тему «Усилители сигналов для моделей реального времени»

Ю.С. Боровиков, А.В. Кобзев, В.Д. Семенов, А.О. Сулайманов, А.И. Темчук, В.А. Федотов

Усилители сигналов для моделей реального времени

Рассмотрены результаты разработки и исследования математических моделей усилителей тока и напряжения на основе широтно-импульсной модуляции для моделей реального времени электроэнергетических систем.

Ключевые слова: усилитель тока, усилитель напряжения, модель реального времени электроэнергетических систем, гибридная модель, линеаризованная модель, импульсная модель в среде 81шиИпк МаНаЪ, амплитудные и фазовые характеристики усилителя, нестабильность коэффициента усиления, линейность фазовой характеристики.

При решении различных задач в области электроэнергетических систем (ЭЭС) единственным инструментом является моделирование. При этом актуальными в последнее время являются работы связанные с моделированием ЭЭС в реальном времени. Такое внимание к моделям реального времени связано, в первую очередь, с задачей разработки новых и исследования работы уже имеющихся систем и устройств релейной защиты и противоаварийной автоматики энергосистем.

Разработанный в Томском политехническом университете всережимный моделирующий комплекс реального времени электроэнергетических систем (ВМК РВ ЭЭС) [1] построен на концепции гибридного моделирования и представляет собой мультипроцессорную систему реального времени, в которой решение систем дифференциальных уравнений осуществляется методами аналоговой вычислительной техники. Такое применение уже забытого и казалось бы устаревшего подхода дало в данном конкретном случае ощутимый эффект, связанный прежде всего с решением проблем компромисса между глубиной математических моделей (степенью системы дифференциальных уравнений), временем воспроизведения и величиной методической ошибки [2]. При этом наличие готовых аналоговых сигналов, моделирующих основные параметры ЭЭС (токи и напряжения), предполагает построение исследовательской системы с подключением реальных устройств к ВМК РВ ЭЭС для исследования как адекватности работы подключенных устройств, так и реакции моделируемой ЭЭС на воздействия, оказываемые этими устройствами (рис. 1). К таким устройствам можно отнести:

— устройства релейной защиты элементов ЭЭС;

— системы релейной защиты ЭЭС;

— системы противоаварийной автоматики;

— системы автоматического управления возбуждением генераторов;

— устройства системной автоматики ЭЭС;

— системы управления реактивной мощностью и напряжением.

Все вышеобозначенные устройства и системы подключаются в реальной ЭЭС посредством измерительных трансформаторов тока и напряжения, имеющих соответственно номинальные значения токов и напряжения 1 или 5 А и 100 В при трехфазном подключении. Для соединения модели ЭЭС с реальными устройствами требуются соответствующие усилители тока и напряжения. В электроэнергетике принято, что исследуемые сигналы токов и напряжений должны учитывать их спектры до 15-й гармоники включительно, а их кратность обычно составляет: по току — до двадцати (при коротких замыканиях вблизи точки измерения), а по напряжению — до двух (при различных перенапряжениях). Схема подключения ВМК РВ ЭЭС к устройству релейной защиты через усилитель показано на рис. 1.

Моделирующий Усилители Устройство релейной

комплекс “17 сигналов “1/ защиты и автоматики

Рис. 1. Схема подключения ВМК РВ ЭЭС к устройству релейной защиты

Исходя из изложенного, была поставлена задача разработки комплекса из трех усилителей тока и трех усилителей напряжения соответственно по одному на каждую фазу. Необходимые характеристики комплекса усилителей приведены в табл. 1.

_____________________Требования к усилителям тока и напряжения______________________

Диапазон изменения амплитуды тока на выходе усилителя тока 0-200 А

Диапазон изменения амплитуды напряжения на выходе усилителя напряжения 0-300 В

Входное сопротивление не менее 2 кОм

Рабочий диапазон частот 0-800 Гц

Нестабильность коэффициента усиления в рабочем диапазоне частот не более ±0,5%

Отклонение фазовой характеристики от линейной в диапазоне частот: — от 0 до 100 Гц; — от 100 до 800 Гц < 0,1° < 0,5°

Напряжение питания 220 В ±15%

Диапазон изменения напряжения на входе ±10 В

Усилители должны позволять подключать к своим выходам реальную нагрузку, соответствующую стандартным промышленным устройствам (панелям, стойкам, шкафам) релейной защиты и автоматики.

В электротехнике и силовой электронике широкое распространение получили аналоговые (линейные) усилители классов А, АВ, В и импульсные усилители класса Б (ШИМ-усилители). Указанные классы усилителей имеют свои достоинства и недостатки, широко освещенные в литературе [3, 4]. Основным преимуществом аналоговых усилителей является их высокое быстродействие, что позволяет строить на их основе высокопрецизионные быстродействующие усилители, а недостатком — низкий коэффициент полезного действия (КПД). Быстродействие аналоговых усилителей зависит от быстродействия выходного каскада, который строится на комплементарных транзисторных парах. Более мощные биполярные транзисторы имеют более низкие частотные характеристики, поэтому при увеличении мощности появляются проблемы и с быстродействием.

Импульсные усилители в отличие от аналоговых имеют высокие значения КПД, но быстродействие импульсных усилителей с обратной связью ограничено частотой коммутаций ключевых элементов. Кроме того, у импульсных усилителей в выходном сигнале появляются высокочастотная составляющая, кратная частоте преобразования, и комбинационные гармоники, что усложняет замыкание отрицательной обратной связи. Увеличение частоты импульсного преобразователя ограничено быстродействием силовых ключей и приводит к снижению КПД.

Габаритная мощность усилителя напряжения не превышает 200 ВА, поэтому их можно реализовывать как на аналоговых усилителях класса А, АВ, В, так и на основе импульсных усилителей класса Б. Габаритная мощность усилителей по току на порядок превышает это значение, следовательно подобные усилители целесообразно делать только на основе импульсных усилителей класса Б. Поэтому в первую очередь будем рассматривать импульсные усилители тока.

Усилитель тока должен обеспечить высокую точность стабилизации коэффициента усиления тока при всех возмущающих факторах и возможных величинах нагрузок в диапазоне частот от нуля до 800 Гц. Нагрузкой усилителя тока является аппаратура шкафов релейной защиты и автоматики (РЗиА). Проведенные экспериментальные замеры входных активных сопротивлений шкафов РЗиА показали следующие значения: 0,3 мОм для шкафа РЗиА «8ераш-80», 50 мОм для шкафа РЗиА «ТЭМП2501», 180 мОм для шкафа РЗиА «ШЭ 1111» и 340 мОм для шкафа РЗиА «ШЭ 2607-016». Активная мощность усилителя для формирования тока 200 А в шкафах РЗиА составляет соответственно 12 Вт для РЗиА «Бераш-80», 2 кВт для РЗиА «ТЭМП2501», 7,2 кВт для РЗиА «ШЭ 1111» и 13,6 кВт для РЗиА «ШЭ 2607-016». Из этого следует, что для каждого шкафа РЗиА требуется изготавливать свой типономинал усилителя тока или разрабатывать линейку усилителей по мощности, охватывающую все шкафы релейной защиты.

Комплекс усилителей предполагалось размещать в шкафу вычислительного комплекса, который может находиться на значительном удалении от шкафов РЗиА (от 2 до 20 м), что определяет соответствующую длину соединительного кабеля. Длинный кабель добавляет значительную индуктивность и активное сопротивление в цепь нагрузки, значение которых зависит от диаметра проводящих жил прямого и возвратного тока и расстояния от их центров [5]. Например, для кабеля,

выполненного из двух параллельных проводов марки ПВ-3х10 мм2, размещенных на минимально возможном расстоянии друг от друга, индуктивность одного метра составляет 0,5 мкГн, а сопротивление 1,83 мОм. В этом случае активная мощность потерь в кабеле длиной 20 м составит 1,46 кВт, а реактивная мощность на частоте 800 Гц — 2 кВт. Естественно, что это нерационально, и для исключения указанных потерь в кабеле необходимо размещать усилители в непосредственной близости от нагрузки.

Остановимся на усилителе тока для шкафа РЗиA «ТЭMП2501» и примем следующие численные значения параметров нагрузки, высокочастотного сглаживающего фильтра и величины питающего напряжения: Rнnrin = 1 мОм, Rнmax = 50 мОм, Тф = 20 мкГн, E = 12 В .

Коэффициент усиления усилителя определяется отношением амплитуды максимального выходного тока к максимальной величине напряжения на управляющем входе:

КУ =200Уть = 20 Ав «

Тогда допустимый размах отклонения коэффициента усиления от его заданного значения в соответствие с данными табл. 1 будет равен:

АКУ = 2 • 0,005 • КУ = 0,2А/В . (2)

Импульсные усилители класса D чаще всего выполняют на основе мостовых схем, так как на выходе необходимо получить двухполярное напряжение или ток. Расчету преобразователей на основе мостовых схем посвящено большое количество работ, например [6], и сегодня эта задача не представляет особой сложности. Наибольший интерес представляет задача реализации системы управления преобразователем. Система управления импульсного усилителя тока может быть реализована на основе специализированных ШИM-контроллеров (например, ZXCD1000), DSP микроконтроллеров или программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). Энергетически более эффективна однополярная реверсивная ШИM [7]. Mостовой инвертор на ключах К1-К4 с высокочастотным индуктивным фильтром Тф, работающий на активную нагрузку R^ и алгоритм управления силовыми ключами, реализующий однополярную реверсивную ШИM 1-го рода, представлены на рис. 2.

Требования к нестабильности коэффициента усиления, представленные в табл. 1, и максимально допустимый размах отклонения этого коэффициента, рассчитанный по выражению (2), позволяют отнести такие усилители к прецизионным. Прецизионный усилитель тока может быть реализован только с глубокой отрицательной обратной связью и корректирующим звеном, обеспечивающим устойчивую работу при высоких точностных и динамических параметрах. Синтез корректирующих звеньев для линейных систем хорошо изучен и подробно описан в литературе [8], в то время как для импульсных систем является сложной задачей и в общем виде пока не решен. Поэтому сведение нелинейной системы к линейной, позволяющей осуществить синтез корректирующего звена, обеспечивающей заданные характеристики, является приемом, который в настоящее время широко применяется [9].

Высокая частота преобразования позволяет нередко пренебречь дискретностью преобразователя и заменить его линеаризованной аналоговой моделью или передаточной функцией Wc (p) по

управляющему воздействию y(p). Для схемы, показанной на рис. 2, передаточную функцию по управляющему воздействию можно представить в виде

Замкнутая система управления преобразователем представлена на рис. 3 и включает в себя: корректирующее звено с передаточной функцией Wk (p), модулятор M, объект управления с передаточной функцией Wc(p) и звено обратной связи с коэффициентом передачи А. Mодулятор M

представляет собой звено с постоянным коэффициентом передачи, численное значение которого зависит от конкретной реализации и без ущерба для общности может быть принято равным единице.

Это звено обеспечивает преобразование аналогового сигнала на выходе корректирующего звена в последовательность управляющих импульсов объекта управления. Звено обратной связи с постоянным коэффициентом передачи А обеспечивает согласование уровней входного и выходного сиг-

налов. Величина коэффициента передачи этого звена примерно определяется отношением А * У

Рис. 2. Схема силовой части усилителя и алгоритм коммутации силовых ключей ШИМ-1

Рис. 3. Замкнутая линеаризованная система усилителя тока

Такая структурная схема позволяет нам применить хорошо разработанные линейные методы синтеза корректирующего звена.

К возмущающим факторам, которые приводят к отклонению коэффициента усиления от заданного значения, относятся: частота входного сигнала, активное и индуктивное сопротивление высокочастотного фильтра, сопротивления нагрузки, а также питающее напряжение и температура окружающей среды. Влияние питающего напряжения устраняется применением стабилизированного источника питания, влияние температуры окружающей среды можно исключить применением термостабильных элементов. На данном этапе этими возмущающими факторами пренебрегаем.

Особенностью представленного объекта управления является изменение параметров нагрузки в широких пределах, что приводит к изменению АЧХ и ФЧХ объекта управления. На рис. 4 приведены две АЧХ объекта управления, определяющие диапазон возможных значений АЧХ. Верхняя АЧХ построена при минимальном значении сопротивления нагрузки, а нижняя — при максимальном значении сопротивлении нагрузки. Численные значения приведенной АЧХ совпадают с амплитудными значениями тока нагрузки при у = 1.

Из рис. 4 видно, что при указанных параметрах преобразователя и высокочастотного фильтра полный ток 200 А усилитель обеспечивает при максимальном сопротивлении нагрузки только до частоты 260 Гц. С повышением частоты максимальное значение тока будет снижаться и при частоте 800 Гц примерно будет равно 105 А. Для того чтобы обеспечить максимальную амплитуду тока во

всем диапазоне частот, необходимо увеличить напряжение питания, при этом габаритная мощность преобразователя увеличится до 4,5 кВт.

Рис. 4. Граничные АЧХ объекта управления при минимальном и максимальном сопротивлении нагрузки

Максимальное значение верхней АЧХ на нулевой частоте равно Kqmax = 12000 , минимальное значение нижней АЧХ на частоте 800 Гц составляет Kq min =105 . Эти цифры показывают, что ко -эффициент усиления объекта управления будет изменяться в 120 раз, что приведет к нестабильности коэффициента усиления замкнутой системы.

Передаточная функция замкнутой системы, представленной на рис. 3, определяется выражением:

В установившемся режиме для входного гармонического синусоидального сигнала с частотой ювх данное выражение можно записать в виде:

1 + Л^с (ювх )к (>вх У При этом |^э (jювх) представляет собой коэффициент усиления усилителя тока, который в рабочем диапазоне частот должен быть постоянным.

Если принять, что коэффициент передачи корректирующего звена |^К (jювх) в рабочем диапазоне частот постоянен и равен Кк , то выражение (5) можно записать как

При этом нестабильность коэффициента усиления усилителя 8Ку в процентах будет опреде ляться выражением

1 ( КС тах КК КС тіп КК

2КУ 2КУ ^ 1 + лкс maxКК 1 + ЛКС min КК

Зависимость нестабильности коэффициента усиления усилителя тока от величины коэффициента передачи корректирующего звена 8Ку = /(Кк) при КсщЯх =12000, Ксmin =105, Л = 0,05,

представлена на рис. 5. Она показывает, что нестабильность коэффициента усиления усилителя 8Ку уменьшается с увеличением Кк и позволяет графически определить Кк по заданной нестабильности 8Ку . В частности, при 8Ку = 0,5% требуемый коэффициент передачи корректирующего звена КК = 20 .

Рис. 5. Нестабильность коэффициента усиления усилителя тока от величины коэффициента передачи корректирующего звена, 8Ку = / (Кк)

Ю.С. Боровиков, А.В. Кобзев, В.Д. Семенов и др. Усилители сигналов для моделей реального времени 75 По полученным значениям Кк и Щс (У®) можно определить требуемую передаточную функцию корректирующего звена Щк (/®) для линейной модели, обеспечивающую поведение АЧХ в

районе частоты среза, как у системы, настроенной на симметричный оптимум [10]. АЧХ и ФЧХ разомкнутой системы при максимальной и минимальной нагрузках, и АЧХ, ФЧХ корректирующего звена, с учетом условий симметричного оптимума в окрестностях частоты среза, приведены на рис. 6. Настройка двух различных передаточных функций (Щс (/) при ^н тіп и ^н тах) объекта

управления с учетом условий симметричного оптимума в районе частоты среза возможна потому, что на частотах более 1 кГц их АЧХ совпадают. Фазочастотные характеристики объекта управления (ФС (/) при тіп и тах) совпадают только при частоте более 20 кГц.

Из приведенных АЧХ и ФЧХ видно, что полученный запас по фазе на частоте единичного усиления составляет 48,3°, а далее фаза асимптотически приближается к минус 180° на частотах более 1 МГц.

Передаточная функция корректирующего звена, обеспечивающая желаемую АЧХ, аналитически может быть представлена следующим выражением:

i Не можете найти то, что вам нужно? Попробуйте сервис подбора литературы.

где Т0 =(2По) 1 -0,16×10—3 с, Т1 = (2/ 1 -22,75х10-6 с, Т2 = (2/) 1 -3,98×10 Подставляя (3) и (8) в (5), получим передаточную функцию замкнутой системы:

Ин І j® +1 (0> + 1)T2 j® +1) + AEKk (Tj® +1)

Рис. 6. АЧХ и ФЧХ разомкнутой линеаризованной системы усилителя тока и корректирующего звена

Коэффициент усиления К у усилителя при изменении частоты входного сигнала можно найти по выражению

Нестабильность коэффициента усиления 8Ку в интересующем нас диапазоне частот определяется выражением (11) для максимального сопротивления нагрузки

ак( п Ч lW3 (>вх, ПНmax)| КУ 100%

и выражением (12) для минимального сопротивления нагрузки

aw п ч lW3(>вх, ПН min)|-кУ 0/ ( Л

Нестабильности коэффициента усиления, рассчитанные для предельных значений нагрузки по выражениям (11), (12), приведены на рис. 15 и обозначены 1, 2 соответственно. Приведенные гра-

фики показывают, что в заданном диапазоне частот замкнутая система удовлетворяет требуемой точности и не выходит за пределы SK у = ±0,5%.

Графики фазы выходного сигнала, для максимальной и минимальной нагрузок, рассчитанные по выражению (9), представлены на рис. В и обозначены соответственно 1 и 2. Для этих фазовых характеристик построена усредненная линейная фазовая характеристика, обозначенная цифрой З на рис. В. Приведенные графики фазы показывают, что максимальные отклонения фазы выходного сигнала от усредненной линейной фазовой характеристики на частоте В00 Гц не превышают ±0,2°.

Полученные результаты показывают, что замкнутая система на основе линеаризованной аналоговой модели преобразователя удовлетворяет всем требованиям по точности и является устойчивой. Однако в ходе приводимых расчетов были приняты допущения, исключающие импульсный характер системы и позволившие линеаризовать преобразователь, поэтому необходимо провести экспериментальную проверку полученных результатов на импульсной модели. Для этого необходимо: построить АЧХ и ФЧХ разомкнутой импульсной системы и сравнить ее с линейной; построить переходные процессы импульсной системы и сравнить их с переходными процессами линейной системы.

Импульсная модель усилителя тока выполнена в среде Matlab Simulink. На рис. 9 приведена разработанная математическая модель. Силовая часть преобразователя представлена источником постоянного напряжения DC1, мостовым инвертором напряжения A1, индуктивностью высокочастотного фильтра L1, сопротивлением нагрузки R„ и датчиком тока СМ.

Рис. 7. Нестабильность коэффициента усиления Рис. В. Фазовые задержки замкнутой системы

SK у усилителя тока в рабочем диапазоне частот усилителя тока в рабочем диапазоне частот

Система управления включает в себя сумматор S1, корректирующее звено, реализованное на блоках F1 и F2, цифровой ШИМ-модулятор A2. Информационный вход датчика тока CM через усилитель К1 подключен к инвертирующему входу сумматора S1 и замыкает отрицательную обратную связь. Задающим генератором для цифрового ШИМ-модулятора A2 является генератор G, который обеспечивает частоту квантования 100 или 200 кГц с дискретностью 1024. Источником входного сигнала являются блоки Step1 или SineWave2, реализующие соответственно ступенчатое возмущающее управляющее воздействие или синусоидальный сигнал с заданной амплитудой и частотой. Измерение входного сигнала и сигнала обратной связи осуществляется блоком Scope.

Цифровой ШИМ-модулятор обеспечивает однополярную реверсивную широтно-импульсную модуляцию первого рода и реализован на дискретной логике. Математическая модель модулятора представлена на рис. 10. Развертывающий цифровой сигнал ШИМ (сигнал пилы) реализован на двух двоичных переполняемых счетчиках Ct1 и Ct2, обеспечивающих дискретность ШИМ, равную 1024. При этом счетчик Ct1 реализует прямой счет, а счетчик Ct2 — обратный. Компараторы ШИМ реализованы на сумматорах S2, S3 и блоках сравнения с нулем C1 и C2. Для реализации ШИМ первого рода в схему введено устройство выборки-хранения, реализованное на управляемом переключателе P1, ячейке памяти M1 и блока сравнения с константой C3. Аналого-цифровой преобразователь с насыщением реализован на блоке насыщения N1, усилителе K2, блоке симметрирующей константы С4 и сумматоре S4. Приведенная схема позволяет реализовать алгоритм модуляции, показанный на рис. 2.

[deal Switch lubber, Ron.

Расчёт усилителя мощности на транзисторах

Исходными данными для расчета однотактного каскада мощного усилителя на транзисторе в режиме класса А являются выходная мощность, полоса воспроизводимых частот при допустимых коэффициентах нелинейных и частотных искажений, сопротивление источника входного сигнала (выходное сопротивление предыдущего каскада) и сопротивление нагрузки.

В качестве примера рассмотрим порядок расчета усилительного каскада с общим эмиттером, обладающего большим усилением по мощности.

Если предполагается использовать выходной трансформатор, то, задавшись к. п. д. выходного трансформатора, следует определить выходную мощность коллекторной цепи по формуле

где η тр — к. п. д. выходного трансформатора, который, в зависимости от мощности, равен 0,75—0,97.

По полученной величине Р к выбирают транзистор с тем условием, чтобы

где Р тр.вых — выходная мощность, которую транзистор может отдать нагрузке, указывается в справочниках. При выборе типа транзистора следует учитывать указываемые в справочниках значения коэффициента нелинейных искажений. Если его величина окажется больше заданной, то транзистор следует выбирать с большим запасом по мощности.

Напряжение источника питания должно быть не более половины допустимого напряжения на коллекторе. Напряжение на коллекторе в режиме покоя U к.п будет меньше, чем напряжение Е источника питания на величину падения напряжения на активном сопротивлении первичной обмотки выходного трансформатора, не превышающего 0,5—1,0 в.

Задавшись к.п.д. коллекторной цепи усилителя 0,4— 0,45, можно определить ток коллектора в режиме покоя:

На рис. 186 приведены семейства статических характеристик транзистора П-202, с помощью которых далее поясняется порядок расчета усилителя.

Рис. 186. Характеристики транзистора П-202: а — выходные; б — входные.

Через точку покоя А, определяемую I к.п и U к.п , и точку на оси абсцисс выходных характеристик, соответствующую напряжению 2Е, проводим нагрузочную характеристику ( рис. 186, а ). Точке покоя А соответствует ток покоя базы I б.п . Амплитуда тока базы I mб должна быть несколько меньше тока I б.п . Рабочий участок динамической характеристики ВС определяется точками пересечения нагрузочной прямой со статическими характеристиками, соответствующими токам базы I б.п ± I m б . В выбранном режиме транзистор должен отдать мощность

Мощность, определяемая источником питания,

P 0 =EI к.п ≤ P к.доп

Для определения нелинейных искажений обычно строят сквозную характеристику, представляющую собой зависимость тока коллектора от э. д. с. входного сигнала. Для установления этой зависимости сначала строят входную динамическую характеристику ( рис. 186, б ) по точкам BDAFC нагрузочной прямой. Для каждой точки определяют напряжение U б и рассчитывают э. д. с. источника сигнала по формуле

Е с = U б + I б R с

где R с — сопротивление источника входного сигнала.

Построив сквозную характеристику (зависимость тока коллектора от напряжения источника E с ), можно спроектировать крайние точки этой характеристики на ось Е с . Разделив полученный отрезок пополам, находят на этой оси точку K, которая определяет истинное положение точки покоя А и относящиеся к ней ток покоя коллектора I’ к.п , напряжение смещения базы U’ б и ток базы I’ б . Найдя значения токов I к1 и I к2 , соответствующие половине амплитуды входного сигнала, рассчитывают по методу пяти координат гармонические составляющие тока коллектора и определяют коэффициент нелинейных искажений

Полученный коэффициент нелинейных искажений должен быть не больше заданного.

Входная мощность, необходимая для раскачки каскада,

гдеI mвх и U mвх — амплитуды тока и напряжения на входе.

Амплитудой входного тока мы уже задались раньше, а величину U mвх следует определить по крайним точкам В и С входной характеристики:

Коэффициент усиления по мощности

Входное сопротивление каскада

Сопротивление нагрузки, пересчитанное в первичную цепь выходного трансформатора,

Если известно сопротивление нагрузки R н , то коэффициент трансформации выходного трансформатора

Из предварительного расчета выходного трансформатора известны его индуктивность первичной обмотки L 1 и индуктивность рассеяния L s . Тогда коэффициент частотных искажений в области нижних частот определяется по формуле

а коэффициент частотных искажений в области верхних частот — по формуле

В каскадах, работающих в режиме класса А, можно применять смещение фиксированным током базы:

Исходные данные для расчета двухтактного усилителя мощности низкой частоты на транзисторах остаются теми же, что и для однотактного усилителя.

Выбрав схему включения транзисторов и задавшись к. п. д. выходного транзистора, определяют мощность, которую должен обеспечить выходной каскад:

Транзистор следует выбирать из условия

Напряжение источника питания в режиме В выбирают по возможности более высоким, так как при этом снижаются входная мощность и коэффициент нелинейных искажений. Однако напряжение источника питания не может составлять более 0,4—0,45 максимально допустимого напряжения между выходными электродами транзистора.

Максимальная амплитуда напряжения сигнала на выходе определяется разностью между напряжением источника питания Е и падением напряжения ΔU, которое является суммой падения напряжения на первичной обмотке трансформатора и остаточного напряжения на коллекторе. Чем меньше ΔU, тем больше нелинейные искажения, поэтому ΔU не должно превышать 0,1÷0,2Е. Максимальная амплитуда выходного тока сигнала (в нашем случае тока коллектора) может быть рассчитана по формуле

где I к — наибольший допустимый ток коллектора, приводимый в справочниках. Мощность, потребляемая каждым транзистором от источника питания,

Коэффициент полезного действия, мощность, рассеиваемая на коллекторе, и сопротивление нагрузки переменному току определяются обычными соотношениями. Нагрузочную прямую можно построить по двум точкам:

I к = 0 при U к = E

Так же, как и при расчете усилителя мощности однотактного, путем последовательного переноса точек нагрузочной прямой нужно построить входную динамическую характеристику, по которой определить начальное смещение на входном электроде, необходимое для устранения нелинейных искажений в области малых входных сигналов. Крутизна рабочего участка входной характеристики может изменяться не более чем в 2 раза.

Зная коэффициент усиления по току (если он не приведен в справочнике, то его можно рассчитать по первичным параметрам транзистора или задаться им ориентировочно), следует определить амплитуду тока входного сигнала для схемы с общей базой:

а для схемы с общим эмиттером:

Входное сопротивление переменному току сигнала определяется по формуле

где U mвх — амплитуда напряжения сигнала, которую определяют по входной характеристике, учитывая величину Imвх и напряжение смещения на входном электроде Е с .
Мощность входного сигнала рассчитывают по формуле

Оценку работы двухтактного усилителя мощности на транзисторах , с точки зрения вносимых нелинейных искажений, производят так же, как и в однотактном усилителе мощности методом пяти координат, с той лишь разницей, что в расчетные формулы вводят коэффициент асимметрии А. По сквозной характеристике предварительно определяют значения токов I’ макс , I’ п , и тока I’ 1 , соответствующего половине амплитуды входного сигнала. Далее рассчитывают I макс , I 1 , I 0 , I мин с учетом разброса параметров усилительных элементов схемы:

I макс =(1 +A)I’ макс ; I 1 = (1+А)I’ 1 ;
I 0 = 2АI’ 0 ; I 2 = -(1-А)I’ 1 ;
I мин = -(1-А)I’ макс .

Величина коэффициента асимметрии А определяется схемой включения транзисторов и сопротивлением источника сигнала. Так, при схеме включения с общей базой и при сопротивлениях источника сигнала, значительно превышающих входное сопротивление транзистора, коэффициент асимметрии составляет сотые доли единицы. По мере снижения сопротивления источника сигнала величина коэффициента А возрастает и может доходить до 0,2—0,3. При включении транзисторов по схеме с общим эмиттером следует подбирать транзисторы по значению β. Если у транзисторов эти значения отличаются более чем 1,3—1,5 раза, то коэффициент асимметрии А не превышает 0,15—0,2.

Коэффициент трансформации выходного трансформатора

где R к — сопротивление нагрузки переменному току коллектора.

Индуктивность первичной обмотки выходного трансформатора

где r 2 — сопротивление вторичной обмотки выходного трансформатора. Элементы схемы, обеспечивающие выбранный режим работы транзистора и его стабильность, рассчитываются по формулам, приведенным ранее.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *